Ampli Banda L - Ari Foligno

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Progetti
Scritto da Giuseppe Gristina I0FTG
    
PROGETTAZIONE E REALIZZAZIONE DI AMPLIFICATORI A STATO SOLIDO PER LA BANDA L (RADIOAMATORI).

Agosto  2010, questo lavoro è stato presentato al convegno EME di Marina di  Pietrasanta, non è stato pubblicato da nessuna rivista per mia volontà,  lo ritengo molto valido anche oggi a distanza di circa cinque anni,  buona lettura, Pippo I0FTG
Qualche  anno addietro ho pubblicato un articolo tecnico su un amplificatore a  stato solido funzionante nella banda UHF radioamatori (430 - 440 MHz).
In  quell'occasione ho descritto alcune tecniche di progettazione e  realizzazione, per un amplificatore, che impiega i nuovi dispositivi in  tecnologia LD-MOS utilizzati per la banda UHF broadcasting.
Oggi  mi cimento nella descrizione delle tecniche di progettazione e  realizzazione per amplificatori, in banda L, che impiegano  vecchi e nuovi dispositivi LD-MOS per le trasmissioni digitali audio  broadcasting (DAB) in banda L (1450 - 1500 MHz).
Il  DAB è utilizzato da circa un decennio ed ha contribuito allo sviluppo  di nuovi dispositivi, tra cui alcuni funzionanti attorno ad 1.5 GHZ; per  fortuna non è stata utilizzata, dai costruttori, la tecnica di  pre-adattamento che, in molti casi, limita la banda di utilizzo.
Il  data è sheet, che accompagna i dispositivi, oltre a riportare le  condizioni di lavoro in termini di tensione, corrente, guadagno,  efficienza, massima potenza dissipabile ed erogabile ed altro, riporta i  parametri Z che il dispositivo accetta per i dati pubblicati.
Alcuni progettisti, grossolanamente, dicono, che quei parametri, sono l'impedenza d'ingresso ed uscita del dispositivo.
Il  costruttore prova e classifica il dispositivo tramite una rete di  adattamento d'ingresso e d'uscita ad elementi variabili e a bassissima  perdita, costituita generalmente da un doppio o triplo "stub".
In  passato questa prova era condotta con un generatore in CW (non vuol  dire con un manipolatore morse, ma con un generatore ad onda continua).
Con le problematiche sorte con le modulazioni digitali multiportante, il generatore è stato sostituito da un modulatore.
Quando  i parametri della prova sono congrui con quanto il costruttore si  aspetta, è tolto il dispositivo e misurati i due circuiti d'adattamento  tramite un analizzatore di reti vettoriale.
La "Z in" e la "Z out", pubblicati, non sono altro che i dati scaturiti  dallo strumento e riguardano le reti d'ingresso ed uscita tranne qualche  caso, ben documentato dal costruttore del dispositivo.
I  parametri Z, per essere utilizzati, devono subire un passaggio  matematico molto semplice che è chiamato "complesso coniugato"; in altre  parole bisogna cambiare il "segno" alla parte immaginaria.
Se  il circuito d'adattamento presenta una parte capacitiva (o induttiva),  il dispositivo ha di conseguenza il coniugato, quindi una parte  induttiva (o capacitiva).
Se  osserviamo la carta di Smith vediamo "riflettere" la curva  discretizzata (rappresentazione di punti notevoli) attorno all'asse  reale.
Gli esempi che seguono servono a meglio chiarire quanto sopra esposto.
La  progettazione delle reti di adattamento inizia con i parametri Z e può essere effettuata, sostanzialmente, mediante due metodi: puro calcolo  matematico oppure con il metodo grafico mediante la carta di Smith.
Questi  due metodi, anche se attuati scrupolosamente non portano ad un  risultato stabile ed univoco ma ad un sicuro punto di partenza.
Il  lavoro termina dopo le prove e le modifiche, effettuate attraverso la  necessaria strumentazione di un laboratorio RF di ricerca e sviluppo.
Lo  sperimentatore, oggi, dispone di strumenti software che evitano i  tediosi calcoli matematici utilizzando dei modelli (simulatore RF  lineare) e in alcuni casi, dipende dal simulatore, è possibile procedere  anche (contemporaneamente) con il metodo grafico oltre che con il  calcolo matematico tramite modelli.
La  quasi totalità dei simulatori RF hanno la possibilità di generare un  layout, quindi dei file utili per la costruzione di un circuito  stampato.
Tutti gli esempi teorici e pratici riportati si avvalgono di un simulatore RF.
I dispositivi che andremo ad esaminare li ho divisi in due categorie: vecchi e nuovi LD-MOS.
Categoria vecchi LD-MOS: PTF10041 Ericsson e lo MRF284 Motorola (12 e 30W out)
Categoria nuovi LD-MOS: PTF140451 e PTF141501 Infineon (45 e 150W out).
Il  PTF10041 si trova nel surplus, mentre, il dispositivo Motorola MRF284 è ancora attivo nel mercato; i due dispositivi Infineon sono dell'ultima  generazione (circa un anno di vita).
Partiamo con la progettazione delle reti di adattamento per il PTF10041.
Analizziamo  il data sheet; nella prima pagina notiamo che il guadagno dichiarato  (2GHz) è attorno a 10dB, non mi aspetto che vada oltre 13dB a 1.3GHz.
La pagina quattro è quella più interessante:
Con  26 Volt e 155 mA di corrente a riposo sono erogati 12W da 1.75GHz fino  2.05GHz con i parametri Z, visti dal dispositivo, ben elencati e  rappresentati in uno "scorcio" di carta di Smith; sono elencati anche i  parametri S, per un uso lineare (classe A), a 26 Volt e 0.5 Ampere.
Le  operazioni che adesso dobbiamo fare sono valide anche per gli altri  dispositivi, bisogna interpolare i parametri Z per ottenere dati  utilizzabili ad 1.3GHz.
Riportando i parametri nella carta di Smith osserviamo l'andamento e proviamo ad interpolare.
E' chiaro che i nuovi parametri, immessi nella carta di Smith, devono seguire l'andamento.
Nel  caso del PTF10041 l'ingresso descrive un piccolo semicerchio, mentre  l'uscita è ancora un piccolo semicerchio ma con un "ricciolo" all'interno.
In  aiuto, ma non sempre, è possibile inserire i parametri S11 e S22, in  una ulteriore carta di Smith, questi descrivono l'adattamento d'ingresso  e d'uscita; nel fare questa operazione è importante ricordarsi che i  parametri S sono riferiti al dispositivo e non alla rete.
Esempi d'interpolazione per il PTF10041.
Input:
# MHZ Z RI R 1
1200 5.1 6.6; 1250 4.9 6.3; 1300 4.6 6.1; 1350 4.3 5.9; 1400 4.1 5.5; 1450 3.9 5.2;
1500 3.6 4.9; 1550 3.3 4.6; 1600 3.0 4.4; 1650 2.8 4.2; 1700 2.5 3.9; 1750 2.8 3.2;
1800 3.1 3.0; 1850 2.5 3.5
Output:
# MHZ Z RI R 1
1200 1.9 2.6; 1250 2.2 2.1; 1300 2.5 1.8; 1350 2.8 1.3; 1400 3.0 1.0; 1450 3.3 0.5;
1500 3.6 0.2; 1550 3.9 -0.1; 1600 3.9 -0.5; 1650 3.2 -0.1;1700 3.5 0.2; 1750 3.9 0.4
1800 4.2 1.1;1850 3.5 1.5

I  due file sopra riportati sono la mia interpolazione, già coniugata, per  il dimensionamento della rete d'ingresso e la rete d'uscita.
Il  primo numero è la frequenza di test, il secondo numero è la parte reale  di Z, il terzo ed ultimo numero è la parte immaginaria di Z (Z è un  numero complesso).
Sicuramente  nell'interpolare ho commesso degli errori, l'adozione di un elemento  variabile, nella realizzazione del prototipo, annullerà possibili  imprecisioni dell'impedenza di partenza.

Quanto sopra rappresentato è il circuito stampato di partenza per l'ingresso.










Questo è lo schema elettrico, riferito sempre all'ingresso.
Il grafico sopra riportato rappresenta l'adattamento dìingresso.










L'analisi dello schema elettrico descrive il metodo utilizzato per ottenere l'adattamento voluto.
E' stata utilizzata una rete similare ad un passa basso, in altre parole  due condensatori ed un'induttanza a basso Q realizzata in microstriscia.
La pista ripiegata non è altro che l'induttanza con cui si alimenta il gate del dispositivo per la polarizzazione (bias).
I  dispositivi MOS, che hanno all'ingresso la parte reale di Z molto  bassa, sono spesso instabili, quindi potenzialmente degli oscillatori a  frequenza più bassa rispetto quella in cui è impiegata.
Per  evitare sorprese è necessario inserire un resistore, connesso tra il  gate e massa (collegare in serie una capacità avente Xc bassa alla  frequenza di lavoro), con un valore compreso tra 10 e 27 ohm.
Lo schema elettrico comprende un resistore da 22 ohm a tale scopo.
Il layout sotto rappresentato è il circuito stampato dell'uscita.
L'adattamento è stato ottenuto con cinque "salti" sempre con una rete similare ad un passa basso.
La pista ripiegata è l'induttanza che alimenta il drain del Mos.

Lo stampato è FR4 da 1.6mm d'altezza, avente 35u di rame depositato in entrambe le facce.


Lo schema sotto rappresentato è il circuito d'uscita.


Sotto è rappresentato l'adattamento d'uscita ottenuto.


Utilizzando una rete con cinque salti la banda d'uscita è molto larga.
Con -25 dB di adattamento (return loss) si copre da 1.2GHz fino a circa  1.5GHz e nella porzione di spettro, di nostro interesse, siamo ad un  livello migliore di -35dB.
Se  vogliamo ottenere un adattamento a banda stretta i componenti si  riducono, perchè operiamo in porzioni della carta di Smith dove i  semicerchi che delimitano le aree a Q costante sono con un valore molto  alto.
Il  rovescio della medaglia e che passiamo da un circuito "no tune", ad uno  in cui bisogna regolare i componenti, per la massima uscita, man mano  che cambia qualche parametro di funzionamento come tensione e corrente  di riposo.
Le reti di adattamento a larga banda sono quasi sempre del tipo passo basso, i motivi si possono intuire, nell'elenco due.
Primo motivo
Le  capacità non sono ideali, nella pratica, è sempre un gruppo  serie-parallelo di resistenza, induttanza e capacità; nell'uso a  frequenze elevate i parassitismi diventano preponderanti.
Il  fenomeno che colpisce di più, i progettisti micro-ondari, alle prime  armi, e quello di utilizzare una capacità, ma di vedere all'analizzatore  di reti vettoriali che il componente si comporta come una normalissima  induttanza.
Per usi "esasperati", i condensatori a RF, sono caratterizzati tramite i parametri S.
Utilizzando  una rete di adattamento del tipo passo alto, le capacità sono  interessate (attraversate) dalla corrente a radiofrequenza; in questo  caso i parassitismi sono preponderanti.
Secondo motivo
Una  rete di adattamento del tipo passo basso taglia naturalmente la  risposta alle frequenze armoniche, la rete del tipo passo alto non opera  attenuazioni di rilievo alle frequenze armoniche.
In  alcuni casi, per ottenere stabilità da dispositivi che aumentano il  guadagno a frequenze basse e peggiorano il parametro di traduzione  inversa (simile all'effetto Miller dei triodi), è mandatario l'uso di  reti di adattamento miste.


Nella  carta di Smith sopra riportata sono state tracciate le curve a Q  costante e la Z di partenza per la rete d'uscita a 1.2GHz del  dispositivo PTF10041.

La foto riporta un amplificatore completo sviluppato interamente con un simulatore lineare ed elettromagnetico.
Sono stati impiegati due dispositivi MRF284 accoppiati tramite due ibride stampate (ricavate nello stesso circuito stampato) a -3dB e 90.
I  circuiti d'ingresso ed uscita sono stati sviluppati con un simulatore  lineare (uso di modelli), le ibride sono state ricavate nello stesso  circuito stampato mediante l'uso della simulazione elettromagnetica e  creazione del modello.
La parte più interessante sono ovviamente le ibride, sono delle "broadside" con massa coplanare.


L'ibrida d'ingresso con il carico di sbilanciamento è visibile nella parte superiore della foto.
Il simulatore elettromagnetico impiega molto tempo nel dare i risultati, l'esperienza del progettista deve essere tale da convergere rapidamente.
Le  ibride alimentano, a radiofrequenza (RF), i due dispositivi con uno  sfasamento di 90 gradi, questa configurazione, ormai classica negli  amplificatori a stato solido per uso continuo (broadcasting), è meno  gravosa per i circuiti d'alimentazione rispetto al metodo che utilizza  un divisore e sommatore in fase (Wilkinson).
Qualsiasi  differenza d'ampiezza (o fase) è dissipata dai due carichi di  sbilanciamento, costituiti da due resistori da 50 ohm in circuito  sbilanciato (un capo a massa).
L'amplificatore  della foto eroga circa 60W in uscita con un solo Watt in ingresso, la  potenza richiesta dall'alimentazione non supera i 100W; la tensione è di  32 Volt massimi.
L'amplificatore è nato per funzionare in banda L (da 1450MHz a 1500MHz), in modo DAB.
Per  il funzionamento da 1240 a 1300 MHz, ho ripreso le simulazioni ed ho  corretto le capacita ed alcune larghezze delle microstrisce, dove  previsto dal progetto originale.
Conclusioni.
L'invito  verso il "mondo" degli autocostruttori (Radioamatori) non è soltanto  rivolto a rispolverare il "saldatore", ma di utilizzare quanto il campo  professionale mette a disposizione con i software di simulazione RF  oltre alle nuove tecnologie.
La  nostra consorella maggiore d'oltre oceano (ARRL), mette disponibile, da  oltre un decennio, un software di simulazione RF per poche decine di  dollari.
L'utilizzo  dei nuovi LD-MOS Infineon, che con il dispositivo PTF141501 si  dichiarano 150W, rimette in discussione la sistemistica di stazione, in  altre parole diventa sempre più conveniente spostare l'amplificatore  sotto l'antenna, con potenze di oltre 500W e dimensioni ridotte.
Buon lavoro!
Giuseppe (Pippo) Gristina, IØFTG





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